分立原件负反馈电路分析

目录

  • 一、基本电路图
  • 二、观察各部分输出情况
  • 三、提出疑问
  • 四、负反馈放大的原理
  • 五、验证负反馈电路的原理
  • 六、解答疑问

一、基本电路图 

  图中,按键J1下拨时表示加入负反馈,这正是我们要研究的,此时R8连接C

二、观察各部分输出情况

  vi: 8kHz   Vp-p=50mv

  Vo:  Vp=2.361v      Vpp=2*Vp=4.722v

 

 vb1:vp=24.921mv   探针显示vb1的交流为Vpp=50mv ;直流VB1为2.57v   这跟我们计算的直流VB1=15*33k/(150k+33k)=2.7V又不等是因为电阻的精度问题引起

  Vc1: vc1=55.2mv (vpp)         VC1=10.2V  

 

 

  vc1对比vi:(1)vc1与vi相似,但又不相同。vc1=vc1=55.2mv(vpp)  vi=50mv(vpp)  ,误差为5.2mv;(2)vc1波形对于vi来讲,出现了失真,vc1更加尖锐,幅值偏大一点.(vc1跟vi的波形反相)

 

 

  Ve1: 可以看到直流VE1=2.01v   ;   交流ve1=vi=50mv(vpp)  下图是49.3mv是因为multisim软件默认交流vbe也是少0.7V  但实际上ve1=vi

  

 三、提出疑问

  •    (1)Q1作为共射电路,集电极vc1的交流为何没有放大?
  •         (2)vc1比vi多出的一部分从哪来,是不是可以认为vc1就是vi,放大倍数为0?
  •         (3)电路的放大倍数Av为多少,怎么计算,跟两个晶体管的hef有没有关系?

四、负反馈放大原理

要解决上面的疑问,我们可以从ve1电流突破。

  (1)首先我们明确一个知识点,共射电路放大的原理是把vi交流信号原封不动地送到共射电路的发射级,vi=ve; ve在发射机电阻上引起了交流电流的变化。而ic=ie,所以集电极电阻身上因为ic形成了变化压降,就是说又把电流变化成了电压,因为集电极电阻是对电源和输出vo以及GND构成一个环形网路,所以vo=VCC-(Ic+ic)*Rc ,     (Ic+ic)*Rc 是 Rc上交流电流和直流电流两者一起的压降,   展开:

                          vo=(VCC-Ic*Rc)  -  ic*Rc

式子中,(VCC-Ic*Rc)正是vo的直流电压,此直流压降就是偏置电路给基级的固定直流电流经管子放大后在集电极又转换成直流电压,而ic*Rc就是交流输入电压vi引起的ie的交流变化的部分 ; ic*Rc前面有负号说明与vi是反相的。也就是说,vo是在直流电压(VCC-Ic*Rc)基础上叠加交流电压ic*Rc。  当用输出电容C过滤后就能得出我们平时所需的输出交流电压,所以经输出电容过滤后的交流电压就等于ic*Rc。所以共射电路的交流放大倍数Av=vo/vi=-(ic*Rc)/vi   ;因为vi=ve=ie*Re  所以Av=-(ic*Rc) /(ie*Re)=-Rc/Re

  (2)求负反馈电路的Av:   由前面可知道,当vi=50mv(vpp)时输出vo为4.73v,所以:Av=vo/vi=4.73v / 50mv=94.6倍;

  (3) 首先,从交流上看,Q1发射级电流为is=ve/Rs=vi/Rs.  is跟vo无关,只决定于vi;  所以is=50mv/100欧=0.5mA  。    把负反馈电路从交流上简化如图1, 得

    if=(vo-vi)/Rf=(4.73v-50mv)/10k= 0.468mA      这几乎是is等于if,  但是欠缺0.032mA(0.5mA- 0.468mA )部分由Q1发射级流到Rs上的ie补上  ;is=ie+if   .总电流不变,即总电流为is=50mv/100欧=0.5mA 。所以is的大部分电流是又if决定的,if多则ie少,if少则ie多,总之ie不变;图二中,is=ie+if=25uA+468uA=493uA=0.493mA 符合前面所算。

 

图一  负反馈电路交流模型简化图

 

 

图二  Q1发射级电流情况 

  (4)从(3)中我们可以看出,vi经is变化得到vo,is=0.5mA   但是Q1的发射级交流电流真正变化的量并不是全部的0.5mA,而是小部分的0.032mA(32uA)。图二中这一小部分量为25uA   ie=25uA=ic   ic供Q1的10.8uA外还供Q2 ib2的14.1uA量。Q2的发射级电阻R6被C5短接,所以从Q2上讲,Q2的交流放大倍数为无限大(Hfe的极限值),本例子Q2的Hfe=600倍,  vo=VCC-14.1uA*600*R7=15-14.1uA*600*1.5k=2.31v        2.31v/Rf=2.31v / 10k=231uA     发现231uA+25uA<493uA   则ie又曾大再经Q1和Q2放大才能得到vo;最终保持平衡。

 

五、验证负反馈电路的原理

首先,从第五章节中我们隐隐约约看到vo与Q1Q2的分立放大倍数有关,在此设想Av=A(Q1)+A(Q2).但他们不是简单放大倍数的堆积。验证方法:把C3断开;R8接地,图中是把按键J1往上面拉:

 

  vi`=vo / A      显然vi`是不等于vi(=50mv), A为Q1和Q2的串联总增益,做运算时,做一个设想,如何能让vo=9.78v控制在4.73v左右, 方法是添加一个反馈电阻Rf=10k,这样就把vo=9.78v经过Rf转换成电流if送给Q1的发射级,通过is=ie+if公式不断调节使得vo=4.73v。也就是说,不加负反馈时独立的Q1的ie等价加负反馈时Q1的ie.但是两者真实情况是不相等的,不加负反馈时导致vo是9.78v.跟4.78的目标差很远,但是相差的部分会经过反馈电阻回流到Q1的发射级,这样,在总电流is=vi/100欧=0.5mA=ie+if的不断调节下使vo=9.78平衡到vo=4.73v  ,做这样的假设过程中,我们发现Rs、Rf、Av存在着千丝万缕的关系。做这样假设的根本目的是找出R4与Rf和Av有什么关系,从而根据设计Av的要求去分配R4和R8的阻值。

我们称A为开环增益,Av为负反馈电路的总增益,当A为很大很大的值时,1/A等于0,所以Av=(Rs+Rf)/Rs   .   图中C5短接R6,所以Q2的交流增益为很大很大的值,A1=5.1/(Rs//Rf)=99倍 ,所以A1+A2为很大的值,由此Av=(Rs+Rf)/RS=101倍。而加负反馈(按键J1往下拨连接电容C3)时,AV=4.7v/50mV=94.6倍   虽然101倍与94.6倍有误差,但误差10%之内是可以允许的。

 

我们用确定A1和A2的值来验证,A1=99倍,C5短接电阻R6导致Q2的交流无限大,但也不是真正无限大,而是晶体管本身放大倍数Hef的极限值,本例中Q2的Hef=600倍(从手册中得来);所以:

 

此误差是由于Q1放大倍数有关的电阻精度与Q2的管子实际增益Hef值有关。手册说是Hef=600,工艺上是没有那么精准的。

六、解答疑问

(1)Q1作为共射电路,集电极vc1的交流为何没有放大?

  答:确实是放大了,电路把vi引起的发射级电流拆分,就是说把vi/RS=50mv/100=0.5mA欧拆分成两部分,一部分是ie=25uA,一部分是if=468uA,  25uA+468uA约等于0.5mA。只需要较小的ie就能达到AV的效果。从外部看is=ie+if,从内部看,较小ie=25uA经过Q1到达集电极,转换成电压后为55.2mv,稍微比vi=50mA大一点,也就是说相当于由Q1放大了vi,在ic上形成55.2mV的电压,这一部分又经过Q2的基级送入Q1放大。

(2)vc1比vi多出的一部分从哪来,是不是可以认为vc1就是vi,放大倍数为0?

   答:从(1)的解答中我们可以知道,vc1的电压是由负反馈电路上晶体管Q1提供的相对于if很小的ie值来确定的。所以vc1不是vi,两者不能等价,放大倍数也不是为0,而是由Q1交流的放大倍数决定,此例中Q1放大倍数为R3/(Rs//Rf)=5.1k/(100//10k)=51.5倍。